光電二極管及其放大電路設計（簡體書）

光電技術是一個高科技行業，光電二極管是光通信接收部分的核心器件。《光電二極管及其放大電路設計》系統地討論了光接收及放大電路的設計和解決方案中的帶寬、穩定性、相位補償、寬帶放大電路、噪聲抑制等問題。本書專業性強，系統架構由簡到難，理論與實踐相結合，具有較強的應用性、資料性和可讀性。本書適合光信息科學與技術、電子科學與技術、光通信相關專業的高校師生及研發人員使用。·

《光電二極管及其放大電路設計》編著者Jerald Graeme。
光電技術是一個高科技行業，光電二極管是光通信接收部分的核心器
件。本書系統地討論了光接收及放大電路的設計和解決方案中的帶寬、穩
定性、相位補償、寬帶放大電路、噪聲抑制等問題。本書專業性強，系統架構由簡到難，理論與實踐相結合，具有較強的應用性、資料性和可讀性。本書適合光信息科學與技術、電子科學與技術、光通信相關專業的高校師生及研發人員使用。

第1章 光電二極管1.1 光電效應1.2 光電二極管模擬電路1.3 光電二極管的變體1.3.1 PIN光電二極管1.3.2 雪崩光電二極管1.4 位置敏感光電二極管1.4.1 基本的橫向光電二極管1.4.2 橫向光電二極管模型1.4.3 雙橫向光電二極管1.4.4 四橫向光電二極管參考文獻第2章 基本放大器2.1 線性度2.2 偏置2.2.1 利用補償電阻減小偏置2.2.2 利用T型反饋網絡減小偏置誤差2.3 帶寬參考文獻第3章 帶寬與穩定性3.1 固有的響應極限3.1.1 寄生電容的響應極限3.1.2 運算放大器的帶寬響應限制3.2 相位補償要求3.2.1 L-C等效諧振和相位補償3.2.2 基本電路反饋分析3.3 相位補償3.3.1 基本相位補償3.3.2 相位裕度分析3.3.3 相位裕度分析的典型例子3.3.4 通常情況下的相位裕度分析3.3.5 相位補償電容的選擇3.4 電流一電壓轉換器的帶寬優勢3.5 相位補償的可選方案3.5.1 光電二極管放大器的二階響應3.5.2 把二階系統結果用到光電二極管放大器上3.5.3 選擇相位補償進行峰值限制3.5.4 實現精確的相位補償參考文獻第4章 寬帶光電二極管放大器4.1 光電二極管的偏置4.1.1 偏置的影響4.1.2 光電二極管偏置和電流一電壓轉換器4.2 偏置的改善4.2.1 偏置電壓的濾波4.2.2 偏置引起誤差的共模抑制4.3 自舉光電二極管4.3.1 基本自舉光電二極管放大器4.3.2 自舉放大器的帶寬分析4.3.3 相位補償自舉放大器4.4 自舉電路和電流一電壓轉換器的結合4.4.1 基本組合及其要求4.4.2 一個實際的緩衝器解決方案4.4.3 組合的帶寬分析參考文獻第5章 噪聲5.1 總體的噪聲效應5.1.1 噪聲密度和噪聲增益5.1.2 噪聲增益峰5.1.3 總均方根輸出噪聲5.2 運算放大器的輸入噪聲電壓效應5.2.1 □噪聲部分的直觀推導5.2.2 □分析的簡化5.2.3 □的組成5.3 噪聲效應的結合5.3.1 噪聲分析總結5.3.2 對於主要噪聲效應的識別參考文獻第6章 降噪6.1 利用反饋電容C，降噪6.1.1 Cf的噪聲增益降低6.1.2 Cf情況下的噪聲分析6.2 噪聲帶寬與信號帶寬6.3 使用複合放大器降噪6.3.1 複合放大器的噪聲帶寬降低6.3.2 複合放大器的噪聲增益降低6.3.3 優化複合噪聲與帶寬6.3.4 複合情況下的噪聲分析6.3.5 與有源濾波器電路方案的比較6.4 相位補償解耦降噪6.4.1 解耦的噪聲增益降低6.4.2 解耦情況下噪聲與帶寬的優化6.4.3 解耦情況下的噪聲分析參考文獻第7章 高增益光電二極管放大器7.1 使用反饋T型網絡7.1.1 反饋T型產生的增益和噪聲7.1.2 T型的噪聲電壓響應優化7.1.3 T型的阻抗噪聲響應優化7.1.4 T型方案的噪聲分析7.2 增加一個電壓放大器7.2.1 優化雙放大器的帶寬與噪聲的關係7.2.2 帶寬與噪聲優化的設計7.2.3 雙放大器方案的噪聲分析7.3 增加電壓增益7.3.1 電壓增益方案7.3.2 優化單放大器的帶寬與噪聲7.3.3 單放大器方案的噪聲分析7.4 增加電流增益7.4.1 電流增益方案7.4.2 優化電流增益的帶寬與噪聲關係7.4.3 電流增益方案的噪聲分析參考文獻第8章 減少電源噪聲耦合8.1 電源旁路要求8.1.1 噪聲耦合機制8.1.2 噪聲耦合頻率響應8.1.3 電源耦合與頻率穩定性8.1.4 振盪條件8.2 選擇基本旁路電容8.2.1 旁路諧振8.2.2 旁路諧振的直觀分析8.2.3 旁路選擇8.3 選擇次級旁路電容8.3.1 旁路電容自身諧振8.3.2 雙重旁路電容8.3.3 雙重旁路的選擇8.4 旁路方案8.4.1 雙重旁路諧振的消諧8.4.2 選擇消諧電阻8.5 電源去耦8.5.1 去耦方案8.5.2 選擇去耦元件參考文獻第9章 減小外部噪聲效應9.1 降低靜電耦合9.1.1 靜電屏蔽9.1.2 差動輸入的電流一電壓轉換器9.1.3 差動輸入連接的其他噪聲效應9.1.4 差動輸入光電二極管放大器的替代方案9.1.5 差動輸入替代方案的其他噪聲影響9.2 降低磁耦合以及射頻干擾9.2.1 磁屏蔽9.2.2 電路中磁耦合的降低9.3 複合耦合噪聲影響的降低9.4 磁場產生的最小化參考文獻第10章 位置敏感光電二極管放大器10.1 直接位移監測放大器10.1.1 使用差動光電二極管放大器單軸監測10.1.2 差動光電二極管放大器噪聲的降低10.1.3 不同的光電二極管連接方式10.1.4 差動光電二極管連接方式的替代方案10.1.5 二維方向上的測量10.2 歸一化的監測放大器10.2.1 差動光電二極管放大器的歸一化10.2.2歸一化的簡化10.2.3 歸一化的差動光電二極管放大器的簡化10.3 歸一化的數字方案10.3.1 陣列信號的處理10.3.2 確定邏輯輸出水平參考文獻名詞解釋·

1.1 光電效應
所示，光照射在半導體材料上，釋放電子空穴對，產生電流。光子將能量轉移到輻射材料的原子中，將空穴和電子載流子激發到導態。進入導態后，載流子并不一定會參與電流的流動。在半導體結耗盡區內釋放出的載流子組成了光電流的主要部分，這主要是因為耗盡區的電場對載流子的加速作用。在耗盡區中存在的已經電離的或耗盡的原子支撐了跨過PN 結的電勢差。此電場使載流子向二極管的上下端加速移動，為載流子增加了傳導能量并減少了復合概率。PN 結外加反向偏置電壓，可以擴大耗盡區，使更多的半導體材料成為載流子加速區。然而，在沒有外加反向偏置電壓時，在PN 結內建電場的作用下，耗盡區仍然存在。熱運動產生的載流子擴散穿過PN 結形成凈電荷層。最終，凈電荷形成的跨過PN 結的電場與這種擴散運動相平衡，形成了PN 結內建電場。在耗盡區以外釋放出來的載流子在半導體材料里面擴散，直到到達耗盡區或被復合。到達耗盡區的載流子在電場加速作用下被傳送到二極管的兩端，成為傳導電流的一部分。典型情況下，只有在耗盡區一個擴散長度內生成的載流子才會成為傳導電流。
光電二極管結構和光波長是影響光電轉化效率的重要因素。
這里，半導體摻雜濃度和結深度是關鍵參數。輕度摻雜材料通過減少單位體積內的摻雜原子數擴大耗盡區。這些摻雜物或選擇性雜質添加，生成了含有勢阱或電子載流子的原子，其能級接近半導體材料的導帶能級。在它們的高能態，這些原子更容易電離，一旦離子化，它們就會支撐耗盡區的電場。這樣，輕度摻雜擴大了耗盡區的體積，由裸露電荷占據了耗盡區并支撐著內建電場。遺憾的是，電氣接觸要求材料具有低電阻率，這一點限制了輕度摻雜的選擇。
PN 結的深度和廣度不僅決定了耗盡區的位置，還確定了有效響應的光波長。光子產生載流子的深度是與光波長成比例的一個深度范圍。這樣，薄型PN 結可以有效轉化短波長的光，其耗盡區可以囊括絕大部分光生載流子。然而，對于長波長，則需要更大的耗盡區才能有效轉化，這一點我們在后面的PIN 光電二極管會有討論。對于給定的光電二極管和給定的波長，光電二極管響應度通過ip ＝ r??e 描述了最終效率1 。這里，r?是二極管的通量響應率，?e 是輻射通量的功率，單位：瓦。
由于載流子漂移形成光電流的兩種不同的機制，導致了ip的交流響應表現出了雙時間常數的特性2。如上所述，無論耗盡區內部還是外部產生的載流子都對光電流的形成有所貢獻。在電場加速作用下，耗盡區內部生成的載流子迅速移向二極管的兩端。形成了ip電流的快速或渡越電流部分idr，這些電流受耗盡區的漂移時間控制。耗盡區外部生成的載流子開始受方向或速度的影響很小，漂移緩慢。當這些外部生成的載流子到達耗盡區時，它們也迅速移動，但是最初的擴散時間形成了ip電流的擴散部分idi。兩種電流結合為時域電流ip （ t） ＝ αdr idr （ t） + αdi idi（ t） ，其中αdr 和αdi分別表示渡越和擴散電流部分的系數。這將產生階躍響應ip （ t） ＝ ip （ ∞ ）（1 - αdr e- t/τdr - αdi e- t/τdi ）其中，τdr和τdi為時間常數，分別描述渡越和擴散的響應特性。
圖1.2顯示了這兩個響應和它們的合成ip（t）的曲線。idr和idi的曲線形狀反映出時間常數τdr和τdi有很大的差別。兩曲線結合后生成的ip曲線含有典型雙時間常數。最初，ip上升迅速，這要歸因于idr的效果，之后，ip會經歷一個idi造成的較長的建立時間，這個建立時間定義了光電二極管的基本交流響應極限。但是，由于光電二極管的電容和監測放大器的帶寬限制，大多數光電二極管在應用時都會引入更多更顯著的限制。這些其他影響會在第3 章中進行討論。
1.2 光電二極管模擬電路
可以用分立電子元件建立光電二極管的特性模型，便于應用電路的分析。如圖1.3所示，模型包括一個理想二極管、一個電流源以及其他附加的寄生單元。電流源ip代表光電二極管信號，二極管則再現了正向偏置狀態的電壓條件。RD代表二極管的暗電阻，即零偏置時的結電阻。對于大多數應用來說，暗電阻的阻值很大，流過的電流很小，可以忽略。類似地，半導體材料的串聯電阻RS值很小，一般也可以被忽略。然而，寄生電容CD卻會對大多數的光電二極管應用產生深遠的影響。電容引起的穩定性、帶寬和噪聲優化等都會在后面的章節中進行討論。
CD代表光電二極管PN 結的電荷儲存效應，它會隨二極管面積和電壓變化而變化。二極管面積越大，PN結儲存電荷也就越多，相應的CD值也就越大。二極管反向偏置提高了PN 結的耗盡區寬度，相當于有效地增加了電容器兩極板之間的距離，從而降低了CD值。電壓對CD的影響CD ＝ CD01 + VR / φBCD0 是光電二極管零偏置電容，φB 是二極管PN 結的內建電壓。
CD0不變，反向偏置電壓VR 與φB 的比值越大，CD 就越小。實際電路應用都會降低電容CD ，這種電容的減小對實際應用電路的好處將會在第4 章中進行量化分析。
這個光電二極管模型的簡化版本有助于很好地解釋光電二極管的特性曲線。對一個光電二極管，改變二極管兩端電壓進行掃描，測量端子間的電流，可得出二極管的特性曲線。由于光電二極管內部會生成光電流，因此會引入另一個變量。但是，為了評估光電二極管的性能，我們需要區分二極管的終端電流和光生電流。圖1.4 說明了圖1.3 中的電流源和光生電流的區別。由于暗電阻影響很小，該簡化模擬電路忽略了暗電阻。類似地，由于通常的特性曲線測量屬于低頻區域，因此電容CD也被忽略了。利用該模型，我們給端點加上測試電壓ep ，生成終端電流
iT ＝ id -ip。這里，測量產生的二極管電流id把測量電流iT與光生電流ip區別開來。 外加ep極性的不同可能影響也可能不影響特征曲線的直觀評價結果。圖1.4 為零照度通量?e＝0的曲線和一些通量密度是測量得到的照度通量?em的整數倍的對應曲線。這些測量曲線顯示了相似的二極管電流電壓特性，只是由于照度通量的不同產生了偏移的變化。然而，解釋曲線的光子增益需要從垂直軸轉換到水平軸，比較通過零點的電壓ep 。對于ep ≤ 0 ，模型中的二極管保持反偏狀態，id ＝ 0 ，
iT ＝ -ip。測量的電流直接反映二極管光子響應。在這個曲線的這一區域，零照度或?e ＝ 0 使ip 在最小的漏電或暗電流水平。ip 的值隨?e 的值線性增加，圖中iT ＝ - ip 曲線垂直向下平移。曲線之間的垂直間隔反映光子增益和光電二極管的響應率，即先前ip ＝ r??e 表達式中的r?。在同一區域內，曲線的傾斜反映出光電二極管的響應率隨反向偏置電壓的增大而增大。
正如前面所提到的，這個反向偏置增加了二極管損耗區的寬度，也就增長了響應率。這個ep ＜ 0 的區域代表著光電導區或光電二極管響應的電流輸出區。
對于ep ＞ 0 ，二極管變成了前向偏置并且影響著測量到的電流。這樣id ≠ 0 ，前向偏置增加了測量電流
iT ＝ id - ip。
在曲線的這一區域，曲線的路徑不再只反映光子響應。不過，這些曲線的間隔仍然代表了光子增益，這是因為這些間隔是由ip的變化獨自產生的。曲線的水平間隔反映了光電二極管的光伏模式或電壓輸出模式的光子增益。在實際的光伏的模式下，沒有ep 測量信號驅動電路。而是由ip 供應二極管的全部電流，在圖1.4 中，id ＝ip，產生電壓ep 作為輸出信號。ip 流過二極管產生ep ＝ VtlnipID，這里Vt＝KT/q是半導體結的熱電壓，ID是二極管的暗電流或反向飽和電流。先前的ip變量和照度?e的線性關系表示為ip ＝ r??e 。這樣得到表達式ep ＝ Vt ln r??eIDep 是光強的對數函數而不是線性函數。
1.3 光電二極管的變體
基本光電二極管的兩個變體提高了二極管的響應特性。PIN光電二極管增加了光譜寬度或光頻率范圍，因而產生了高效的光子響應。雪崩光電二極管大幅度地增加了輸出電流和響應速度，這主要通過允許二極管偏置在擊穿電壓的邊緣來實現。然而……